Мои Конспекты
Главная | Обратная связь


Автомобили
Астрономия
Биология
География
Дом и сад
Другие языки
Другое
Информатика
История
Культура
Литература
Логика
Математика
Медицина
Металлургия
Механика
Образование
Охрана труда
Педагогика
Политика
Право
Психология
Религия
Риторика
Социология
Спорт
Строительство
Технология
Туризм
Физика
Философия
Финансы
Химия
Черчение
Экология
Экономика
Электроника

Типове значення параметра — від одиниць мікроампер до оди­ниць і десятих часток наноампер.



Вхідний опірRвх0 - опір між об'єднаними вхідними виводами і нульо­вою шиною.

Підвищення вхідного опору диференціального підсилювача досягається зниженням базових струмів спокою транзисторів VT1 і VT2до мізерно малих значень (одиниці наноам­пер), але це погіршує роботу диференціального підсилювача із-за зменшення його динамічного діапазону, під яким розуміють ви­ражене у децибелах відношення максимального сигналу до міні­мального. Тому у ряді випадків підвищення вхідного опору ОП досягається використанням в його вхідному каналі польо­вих транзисторів.

Типове значення вхідного опору — сотні кілоом.

Вихідний опір Rвих 0 — це опір підсилювача, який розглядаєть­ся як еквівалентний генератор. Типове значення вихідного опору — сотні Ом.

Коефіцієнт ослаблення синфазного сигналу Кос сф — визначає сте­пінь ослаблення (заглушення) синфазної складової вхідного сиг­налу. Його типове значення — 50...70 дБ.

Максимальна швидкість зміни вихідної напруги (V)характеризує Частотні властивості підсилювача при його роботі в імпульсних схемах; вимірюється при подачі на вхід ОП напруги східчастої форми. Типове значення швидкості змінювання вихідної напру­ги — одиниці В/мкс.

Частота одиничного підсилення Рпшхце частота, на якій мо­дуль коефіцієнта підсилення ОП дорівнює одиниці. Звичайно ця частота не перевищує декількох мегагерц.

Окрім перелічених звичайно задаються і гранично допустимі значення основних експлуатаційних параметрів: максимально до­пустима напруга живлення; максимально допустимий вихідний струм; діапазон робочих температур; максимально допустима роз ­сіювана потужність; максимально допустима вхідна синфазна на­пруга; максимально допустима вхідна диференціальна напруга та ін.

Більшість перелічених параметрів сильно залежать від умов експлуатації.

2.16

 

В інвертованому підсилювачі, через те, що підсилення ОП дуже велике, то з незначною похибкою можна вважати таку модель ідеальною, що відповідає вико­нанню умов та , де та — коефіцієнти підсилення за напругою і струмомсхеми без зворотного зв'язку. Якщо при цьому охопити підсилювач паралельним зворотним зв'яз­ком за напругою через резистор R2 , то будь-який незначний сиг­нал на вході підсилюється і передається по колу зворотного зв'яз­ку у вхідне коло ОП, компенсуючи вхідний сигнал таким чином, що в стані рівноваги (в стаціонарному режимі) Uвх = 0 . Вхідний опір підсилювача також великий можна вважати, що струм джерела сигналу I1, тече лише через R2.

Потенціал у точці А, де додаються струми, практично дорівнює нулю

Якщо урівняти токи в точці А, то Iвх=Iзз с чого отримуемо формулу

Кофіціент підсилення напруги в інвертованому підсилювачі з паралельнім зворотним зв’язком визначається параметрами пасивної частини схеми

Вихідна напруга при цьому дорівнює

 

Повний вхідний опір підсилювача

Вихідний опір інвертувального підсилювача внаслідок того, що коло НЗЗ виконане за напругою, малий і визначається виразом.

 

В неiинвертувальному підсилювачі вiмкнена напруга послідовного зворотного зв'язку, яка знімається з подільника напруги R1, R2, пропорційна вихідній напрузі підсилювача.

 

Коефіцієнт підсилення не інвертованого підсилювача


З одержанного виразу можна зробити такі висновки: коефіцієнт передачі неінвертувального підсилювача оберненопропорційний коефіцієнту передачі кола НЗЗ;

при будь-яких опорах резисторів в колі НЗЗ коефіцієнт передачіне інвертувального підсилювача не може бути меншим одиниці.

 

 

2.17-2.18

Схема додавання-віднімання будується на основі схе­ми з диференційним входом, в якій на інвертувальний та неінвертувадьний входи ОП одночасно подається декілька напруг.

Інвертувальний суматор призначений для формування напруги, яка дорівнює підсиленій алгебраїчній cумі декількох вхідних сигналів, тобто виконує математичну операцію підсумовування декількох сигналів.

 

Вважаючи ОП ідеальним,можна сказати, що ивхі = ипх н. Протезгідно з наведеної схемою ивхн = 0. Отже, іиш ,=0. В цьомув ипадку для інвертувального входу згідно з першим законом Кірхгофа можна записати

Звідки можна одержати вираз для вихідної напруги

тобто сигнал на виході дорівнює інверсії від алгебраїчної суми вхідних сигналів, які взяті зі своїми масштабними (ваговими) коефіцієнтами.

В окремому випадку, якщо R1 =R2 = R3 = R, одержимо

Отже, на виході схеми буде формуватися напруга, яка дорівнює інвертованому середньому арифметичному від п вхідних напруг.

Неінвертувальний сумматор може бути одержаний як окремий випадок схеми додавання-віднімання.

Для цього в цій схемі, вхідні напруги треба подавати тільки на неінвертувальний вхід ОП, що і реалізованоно на прикладі суматора з трьома входами.

2.19

Логарифмічним зветься підсилювач, вихідна напруга якого про­порційна логарифму його вхідної напруги. Антилогарифмічний (експоненціальний) підсилювач виконує зворотне перетворення напруги.

Логарифмічний підсилювач можна побудувати на напівпровідниковому діоді

Вихідний струм при цьому буде дорівнювати:

Напівпровідниковий діод можна замінити транзистором:

При цьому вихідні дані не бенеть відрізнятися від даних підсилювача побудованому на діоді.

Логарифмічні підсилювачі формують на виході напругу тільки однієї полярності. При позитивній вхі­дній напрузі на виході схеми формують негативну напругу. Для одержання позитивної вихідної напруги діод в першій схемі потрібно ввімкнути у зворотному напрямку. При цьому, природ­но, зміниться і полярність вхідної напруги. Аналогічний ефект в другій схемі можна одержати, якщо застосувати транзистор іншого типу провідності (р-п-р).

Для одержання антилогарифмічного (експоненціального) під­силювача в розглянутих вище схемах, напівпровідниковий прилад і резистор потрібно поміняти місцями.

Зробивши аналогічні перетворення для схеми мож­на записати

2.20

Компаратори знайшли застосування в системах автоматичного управління і у вимірювальній техніці, а також для побудови різних вузлів імпульсної та цифрової дії (зокрема, аналого-цифрових та цифро-аналогових перетворювачів).

Найпростіша схема компаратора на операційному підсилювачі наведена на малюнку. Її характеризує симетричне підключення вимірюваного і опорного напруг до входів ОП. Різниця напруги є вхідною напругою U0 ОП, що і визначає передатну характеристику компаратора. При напруга , в зв’язку з чим .При напруга та

Зміна полярності вихідної напруги відбувається при переході вхідного вимірюваного напруги через значення Uoп. Зважаючи великого значення коефіцієнта посилення ОП це зміна носить ступінчастий характер при . Якщо джерела вхідного і опорного напруг у схемі поміняти місцями або змінити полярність їх підключення, то відбудеться інверсія передавальної характеристики компаратора. Умові відповідатиме рівність , а

Схема застосовна тоді, коли вимірювана і опорне напруги не перевищують допустимих паспортних значень вхідних напруг ОП. В іншому випадку вони підключаються до ОП за допомогою дільників напруги

Найважливішим показником операційних підсилювачів, що працюють в імпульсному режимі, є їх швидкодія, яке оцінюється затримкою спрацьовування і часом наростання вихідної напруги. Затримка спрацьовування (час затримки вихідного імпульсу) ОП загального застосування складає одиниці мікросекунд, а час наростання вихідної напруги - частки мікросекунди.

Кращим швидкодією володіють спеціалізовані ОП, призначені безпосередньо для імпульсного режиму роботи та отримали загальну назву «компаратори». Затримка спрацьовування таких мікросхем становить менше 1 мкс, а час наростання - соті частки мікросекунди. Більш високу швидкодію досягається, зокрема, за рахунок зменшення т ^ інтегральних транзисторів і виключення режиму їх насичення в схемі ОП.

 

2.21

Широке застосування отримав також компаратор, в якому ОП охоплений позитивним зворотним зв'язком, здійснюваної за неінвертуючий вхід за допомогою резисторів R1 та R2. Такий компаратор володіє передавальної характеристикою з гістерізісом. Схема відома під назвою тригера Шмітта або порогового пристрою.

Перемикання схеми e стан відбувається при досягненні Uвх напруги (порога) спрацьовування Uср, а повернення в початковий стан - при зниженні «вх до напруги (порога) відпускання .

Найважливішим показником операційних підсилювачів, що працюють в імпульсному режимі, є їх швидкодія, яке оцінюється затримкою спрацьовування і часом наростання вихідної напруги. Затримка спрацьовування (час затримки вихідного імпульсу) ОП загального застосування складає одиниці мікросекунд, а час наростання вихідної напруги - частки мікросекунди.

Кращим швидкодією володіють спеціалізовані ОП, призначені безпосередньо для імпульсного режиму роботи та отримали загальну назву «компаратори». Затримка спрацьовування таких мікросхем становить менше 1 мкс, а час наростання - соті частки мікросекунди. Більш високу швидкодію досягається, зокрема, за рахунок зменшення інтегральних транзисторів і виключення режиму їх насичення в схемі ОП.

 

 

2.22

Мультивібратор - це генератор періодичних імпульсів, що за формою близькі до прямокутних. Мультивібратор лежить в основі цілої сім’їрадіоелектронних пристроїв, що служать для роботи з несинусоїдальними імпульсами різних форм: прямокутної, трикутної пилкоподібно їформи, тощо.


 


Мультивібратор являє собою двокаскадний RC-підсилювач, охоплений стопроцентним позитивним зворотнім зв’язком. Звичайно мультивібратор зображають у вигляді симетричної схеми. Однак навіть тоді, коли всі елементи схеми повністю симетричні, ця схема у симметричному режимі перебувати не може. Кожний з каскадів інвертує сигнал і тому випадково виникла флюктуація, пройшовши через обидва каскади, повернеться у вихідну точку з попередньою полярністю, але підсиленою у разів, де - коефіцієнт підсилення кожного з каскадів. Так, наприклад, якщо з якоїсь причини струм першого транзистора зменшиться, то це спричинить збільшення напруги Uk1 на його колекторі. Стрибокнапругипройде через ємність на базу другого транзистора і призведе до збільшення його колекторного струму і зменшення колекторної напруги . Підсилений стрибок напруги через ємність потрапить на базу транзистора і призведе до подальшого зменшення струму .1 Цейпроцес буде розвиватися в геометричній прогресії, лавиноподібно і врешті-решт призведе до повного запирання транзистора та відкривання (можливо, до повного насичення). При цьому один з транзисторів (або обидва разом) втрачають здатність до керування, і розвиток лавиноподібного процессу обривається. Встановлюється режим, який виявляється тимчасово стійким, і схема може перебувати в ньому певний проміжок часу.

Напруга дорівнює . Однак, оскільки ми вважаємо, що відкритий до насичення, напруга мало відрізняється від нуля і отже можна вважати, що . Нехай в початковий момент напруга на дорівнює . Тоді і = . З часом ємність буде перезаряджатися відджерела живлення через резистор та відкритий транзистор . Напруга на буде поступово прямувати до , змінюючись за законом



 

Доки ця напруга залишатиметься негативною, вона буде утримувати транзистор в закритому стані. Але в момент напруга досягнуть нуля і перейде через нього. Напруга на базі стане позитивною і він відкриється2. Це спричинить лавиноподібний процес, в результаті якого відкриється, а закриється. Даліпроцес буде циклічно повторюватися.

 

2.23

Одновібратор - електронна схема, генеруюча під дією вхідного імпульсного сигналу одиночний імпульс напруги заданої тривалості (зазвичай прямокутної Форми). Одновібратор це схема, яка може знаходитися в одному з двох станів. Один з станів є стійким, а другий метастабільний стан,в який схема може перейти тільки під дією зовнішнього сигналу. Повернення в стійкий стан відбувається автоматично. Час перебування в метастабільному стані, що визначає тривалість генерованого імпульсу, залежить тільки від параметрів схеми Одновібратора, і зміна характеристик вхідного імпульсу в деяких межах на нього не впливає. Зазвичай цей час визначається часом зарядки або розрядки конденсатора, що входить в схему Одновібратора. Класична схема Одновібратора є тригер, в котрому один з опорів позитивного зворотного зв'язку замінено конденсатором. У початковому стані транзистор Т1закритий, транзистор T2 відкритий, конденсатор Сзаряджений до напруги живлення. Позитивний вхідний імпульс відкриває транзистор Т1, напруга на його колекторі падає, і починається перезарядка кондесатора через відкритий транзистор Т1 та опір R. Стрибок потенціалу колектора транзистора Т1 через диференційний ланцюг RС передається на базу транзистора T2 і замикає його. Одновібратор знаходиться в метастабільному стані: високий потенціал колектора транзистора Т2 через опір R1 передається на базу транзистора Т1 і підтримує його у відкритому стані, якщо навіть вхідна напруга зменшиться до нуля, а струм перезарядки конденсатора, що протікає через опір R, підтримує замикаючу напругу на базі транзистора Т2. Через час RС струм перезарядки зменшується настільки, що потенціал бази транзистора Т2 стає достатнім для його відмикання, напруга падає і транзистор Т1 закривається. Одновібратор повертається в початковий стан. Завдяки позитивному зворотного зв'язку переходи з одного стану в інший в Одновібраторі відбуваються лавиноподібно і вихідний імпульс має круті фронти.

Одновібратор широко застосовуються для затримки і подовження імпульсів, формування різних керуючих сигналів і т. п.

2.24

Генератори лінійно змінюваної пилкоподібної напруги призна­чені для отримання напруги, яка за деякий час зростає або змен­шується за лінійним або близьким до лінійного законом. Такі генератори можуть працювати в автоколивному або загальмовано­му режимах. Проте в тому чи іншому режимі роботи всі вони виконують функції одержання імпульсів напруги пилко­подібної форми, незалежно від типу схеми, вони будуть називати­ся генераторами пилкоподібної напруги. У пристроях промислової електроніки генератори напруги, яка змінюється лінійно, використовують у пристроях порівняння, фіксуючих момент до­сягнення напругою заданного рівня, для часової затримки і розши­рення імпульсів, для отримання часової розгортки ЕПТ і т.д. Ім­пульси напруги пилкоподібної форми можуть бути як позитивної, так і негативної полярності.

Основні параметри лінійно змінюваної напруги: тривалість пря­мого (робочого) ходу tпр , тривалість зворотного ходу tзв , період повторення Т, амплітуда імпульсу Um . Оскільки точно лінійної змі­ни напруги U(t) отримати неможливо, ступінь відхилення її від лінійного закону характеризується коефіцієнтом нелінійності.

Відповідно швидкість зміни напруги на початку та в кінці робочого ходу. В режимі очікування ще є трива­лість паузи tп , протягом якої U(t) = const.

 

Важливим параметром, який характеризує схему генератора лінійно змінюваної напруги, є коефіцієнт використання напруги джерела живлення E.

Постійний принцип одержання пилкоподібної напруги засно­ваний на процесі заряду або розряду конденсатора Счерез рези­стор R. Якщо ключ S розімкнений, то конденсатор заряджається від джерела постійної напруги Е. При цьому напру­га на конденсаторі Uc виході схеми, наближаючись до асимпто­тичного рівня Е, змінюється за експоненціаль­ним законом

Замикання ключа S приводить до швидкогорозряду конден­сатора. Швидкість розряду конденсатора залежить від опору клю­ча в замкненому стані. Потім процесс повторюється. Прямий хід пилкоподібної напруги в цій схемі формується при розімкненому ключі, а зворотний — при замкненому. Такимчином, для реаліза­ції цього принципу генератор повинен складатися з зарядного або розрядного пристрою, інтегруючого конденсатора та ключа.

 

 

2.25

У схемі автогенератора з резонанс­ним LС–контуром використовується індуктивний зв'язок обмот­ки резонансного контуру LКСК, який є навантаженням однокаскадного підсилювача за схемою СЕ, з другою обмоткою Lб, ввімкненою в коло збудження підсилювача. Елемен­ти R1, R2, RЕ та СЕ призначені для забезпечення режиму за постійним струмом і його термостабілізації. За рахунок конденса­тора C1,реактивний опір якого на частоті генерування незнач­ний, заземлюється один кінець базової обмотки.

Опір контуру на резонансній частоті має суто активний характер і дорівнює LK/(rKCK), де rк — активний опір контурної індук­тивності. Тому при дії на базу сигналу змінного струму з частотою, що дорівнює частоті резонансу, напруга на колекторі буде зсунута за фазою на 180 градусів. Оскільки ба­зова і контурна обмотки мають взаємну індуктивність, змінна на­пруга на базовій обмотці Uбе за рахунок струму Ik , який проті­кає через контурну обмотку Lk, дорівнює , де M – коефіцієнт взаємоіндукції. Якщо вибрати напрям намотки коту­шок таким, щоб Uбе = , то загальний фазовий зсув у зам­кненому колі підсилювачa - ланка зворотного зв'язку дорівнюва­тиме нулю, що забезпечить виконання умови балансу фаз.

Мінімальне підсилення, яке забезпечує виконання умови балансу

Таким чином, щоб одержати стійкий автоколивальний процесс необхідно вибрати транзистор, у якого параметр h21Е не менший розрахованого.

 

 

2.26

RС-автогенератори з поворотом фази скла­дається з однокаскадного підсилювача за схемою із СЕ, фаза вихід­ної напруги якого відрізняється від фази вхідної на 180 град. Тому виконання умови балансу фаз можливе у тому випадку, коли коло частотно-залежного зворотного зв'язку також забезпечує поворот фази напруги на частоті генерування на 180 град.

Як фазуючі використовують кола, щоскладаються з простих Г-подібних RС-ланок (звичайно трьох або чотирьох). На рисунку зображені два варіанти фазуючих кіл, які застосовуються на прак­тиці. Триланкове коло, так зване R-параллель таке ж коло С-паралель, та їхні частотні і фазові характеристики ланок R-паралель та С-паралель.


На квазірезонансній частоті фазо­вий зсув між вхідною та вихідною напругами для кола R-паралель дорівнює +180 ел. град., а для кола С-паралель -180 ел. град. На цій же частоті модуль коефіцієнта передачі напруги р = LfBSiX ЦІШ для обох ланок має значення р = 1/29 . При цьому квазі резонансна частота фазуючих кіл визначається параметрами R і С: для кола R-паралель

Таким чином, підсилювальний каскад із зсувом фази напруги підсилюваного сигналу на 180 ел. град, за допомогою триланкових кіл R-паралель або С-паралель, ввімкнених у коло позитивного зворотного зв'язку, може генерувати гармонічні коливання з час­тотою /о, якщо його коефіцієнт підсилення перевищує 29, що відповідає також виконанню умови балан­су амплітуд.

Для чотириланкових RC-кіл обох типів 3 = 1/18,4. Тому кое­фіцієнт підсилення підсилюючого каскаду може бути меншим (К > 18,4). Подальше збільшення числа ланок фазуючого кола не дає суттєвого зменшення згасання, ускладнюючи схему.

Схему RC-автогенератору можна реалізувати на біполярному транзисторі, для С паралелі ця схема буде мати вигляд

 

для R-паралелі так

Частота автоколивань і мінімальний коефіцієнт передачі стру­му транзистора, який забезпечує генерування, визначаються вира­зами

Найбільший ефект може бути одержаний при використанні як підсилювальної ланки ОП. На рисисунку зображені схеми RC-автогенераторів на ОП з фазуючими ланками С-паралель та R-пара­лель.

2.27

Якщо підсилювач повертає фазу вхідного сигналу на 2π, то при виконанні умови балансу амплітуд він може генерувати незгасаючі коливання. Умови балансу фаз при цьому будуть виконуватися для низки частот, а коливання матимуть не синусоїдальну форму. Для отримання коливань синусоїдальної форми ланка зворотного зв'язку має забезпечувати умова балансу фаз тільки для однієї частоти. Таке ланка на частоті квазірезонанса w0 повинно мати нульовий зсув фаз і максимальне значення коефіцієнта передачі напруги. На рис. 1, а показана така ланцюг, а на рис. 1, б - її амплітудно-частотна і фазочастотная характеристики. Наявність максимуму коефіцієнта передачі підтверджується наступним: на низькій частоті ємнісний опір конденсатора С1 багато більше опорів резисторів R1 і R2 і вихідна напруга ланцюга близько до нуля; із зростанням частоти ємнісний опір С1 падає, а напруга на виході ланцюга зростає; на дуже високих частотах опір місткості конденсатора С2 шунтирует резистор R2 і вихідна напруга знову мало. За умови R1 = R2 = R і С1 = С2 = С

и

Схема RC–генератора с рассмотренной избирательной RC–цепочкой показана на рис. 1

Рисунок 4.4 – RC–генератор без поворота фазы: а – схема частотно-избирательной цепи;

б – аплитудно-частотная и фазочастотная характеристики; в – схема генератора

Частота генерації буде визначатися частотно-залежним колом:

Умови самозбудження генератора:

;

 

де n = 0,1,2,3

Ці умови означають, що для існування незгасаючих автоколивань необхідно, щоб втрати, що вносяться ЧІЦ (частотно-виборча ланцюг), компенсувалися підсилювачем, тобто виконувався баланс амплітуд, а створюваний підсилювачем і ЧІЦ в кільцевій схемі зсув фаз має дорівнювати 0 або 2π (умова балансу фаз)

 

 

2.28

 

Транзистор є одним з найбільш поширених елементів безконтактних перемикаючих пристроїв. Режим роботи транзистора в що перемикає пристрої зазвичай називають ключовим. Цей режим характерний тим, що транзистор в процесі роботи періодично переходить з відкритого стану {режиму насичення) в замкнене (режим відсічення) і навпаки, що відповідає двом стійким станам перемикального пристрою.

На малюнку зображена найпростіша схема ключа на транзисторі р - п - р, включеному за схемою з загальним емітером.

Замикання транзистора (режим відсічки) спостерігається в тому випадку, коли обидва р - п-переходу (емітерний і колекторний) закриті. Для цього достатньо, щоб зворотні напруги на цих переходах були близькі до нуля. Зі схеми видно, що для замикання транзистора типу р-п-р потрібно подати на його вхід таку напругу, щоб потенціал бази був вищий потенціалу емітера, тобто щоб напруга між базою і емітером задовольняло нерівність .

У замкненому стані транзистор може знаходитися необмежено довго. Вивести його з цього стійкого стану можна тільки за рахунок зовнішніх впливів, наприклад шляхом подачі на вхід транзистора типу р-п-р запускає імпульсу негативної полярності.

Другим стійким станом є режим насичення відкритого транзистора. Насичення настає в тому випадку, коли обидва р-п - ​​переходу транзистора відкриті.

На графіку наведено вихідні статичні характеристики транзистора із загальним емітером. У сімействі цих характеристик проведена навантажувальна пряма А В, що виражає залежність струму колектора від напруги на колекторі при певних значеннях Ек і Rн. Величина струму колектора визначається головним чином величиною струму бази: чим більше струм бази (вхідний струм), тим більше струм колектора. При деякому значенні струму бази IБ нас = IБ колекторний струм досягає максимальної і величини Ik max. Така величина колекторного струму відповідає робочій точці А. При подальшому збільшенні струму бази струм колектора практично залишається незмінним. Тому Ік max отримав назву струму насичення і позначається Ik нас.

Величина струму насичення відкритого транзистора може бути знайдена за формулою

Току насичення колектора відповідає величина насичує струму бази

На малюнку показана залежність струму колектора Ік від струму бази Iб. З цього малюнка видно, що характеристика має злами на межах області замикання (відсічення) і насичення. Це сприяє більш чіткій роботі перемикає пристрої. Слід, однак, мати на увазі, що при переході транзистора з одного стійкого стану в інший можливі перехідні процеси, що спотворюють форму імпульсних струмів і напруг у ланцюгах транзистора.

Якість транзисторного ключа насамперед визначається швидкістю перемикання, тобто часом його переходу з одного стану в інший. Чим вище частотні властивості транзистора, тим вище його швидкодія і тим краще він працює в ключовому режимі.

 

2.29 АМПЛІТУДНО-ЧАСТОТНА ТА ФАЗОЧАСТОТНА ХАРАКТЕРИСТИКИ ПІДСИЛЮВАЧІВ

 

Залежність модуля коефіцієнта підсилення від частоти має назву Амплітудно-частотної характеристики(АЧХ). АЧХ підсилювача наведена на рисунку 2

 

 

 

 

Рисунок 2 – Амплитудно – частотные характеристики усилителя:

1, 2 – реальные; 3 – идеальная

 

АЧХ реальних підсилювачів мають загин в області верхніх та нижніх частот. За допомогою АЧХ оцінюють рівень частотних викривлень підсилювача.

Фазочастотна храктеристика (ФЧХ) - залежність зсуву по фазі, між вихідним і вхідним параметрами, підсилювача від частоти. За допомогою ФЧХ оцінюються фазові спотворення, що вносить підсилювач. Фазові спотворення відсутні коли зв'язок між зсувом фаз та частотою є лінійним( пунктирна лінія на рисунку 3). ФЧХ реального підсилювача представлена на рисунку суцільною лінією.

 

Рисунок 3 – ідеальна і реальна ФЧХ підсилювача

2.30 ЧАСТОТНІ ТА ФАЗОВІ ВИКРИВЛЕННЯ В ПІДСИЛЮВАЧАХ

 

Частотними називаються спотворення, обумовлені зміною величини коефіцієнта підсилення на різних частотах. Причиною частотних спотворень є присутність у схемі підсилювача реактивних елементів - конденсаторів, котушок індуктивності, між електродних ємностей підсилюючих елементів, ємності монтажу і т. д. Залежність величини реактивного опору від частоти не дозволяє отримати постійний коефіцієнт посилення в широкій смузі частот.

Рівень частотних викривлень підсилювача оцінюють за допомогою АЧХ.

АЧХ підсилювача наведена на рисунку 2

 

 

Рисунок 2 – Амплитудно – частотные характеристики усилителя:

1, 2 – реальные; 3 – идеальная

 

Фазові спотворення, що вносяться підсилювачем, оцінюються за його фазо-частотною характеристикою, що представляє собою графік залежності кута зсуву фази φ між вхідним і вихідним напругами підсилювача від частоти (рис. 11.6). Фазові спотворення відсутні коли зв'язок між зсувом фаз та частотою є лінійним( пунктирна лінія на рисунку 3). ФЧХ реального підсилювача представлена на рисунку суцільною лінією.

 

 

2.31 НЕЛІНІЙНІ ТА ПЕРЕХІДНІ ВИКРИВЛЕННЯ В ПІДСИЛЮВАЧАХ

 

Нелінійні спотворення представляють собою зміну форми кривої коливань що підсилюються, викликане нелінійними властивостями кола, через яку ці коливання проходять. Основною причиною появи нелінійних спотворень в підсилювачі є нелінійність характеристик підсилювальних елементів, а також характеристик намагнічування трансформаторів або дроселів з сердечниками. Поява спотворень форми сигналу, викликаних нелінійністю вхідних характеристик транзистора, ілюструється рис. 11.4

Чим більше нелінійність підсилювача, тим сильніше спотворюється їм синусоїдальна напруга, що подається на вхід. Відомо (теорема Фур'є), що всяка несинусоїдальними періодична крива може бути представлена сумою гармонійних коливань основної частоти і вищих гармонік. Таким чином, в результаті нелінійних спотворень на виході підсилювача з'являються вищі гармоніки, тобто абсолютно нові коливання, яких не було на вході. Ступінь нелінійних спотворень підсилювача зазвичай оцінюють величиною коефіцієнта нелінійних спотворень (коефіцієнта гармонік)

 

 

2.32 КЛАСИ ПІДСИЛЕННЯ

 

Режим класу А - режим роботи транзисторного каскаду, при якому струм у вихідному колі транзистора тече протягом всього періоду зміни напруги вхідного сигналу

Клас підсилення А має місце при виборі точки спокою р в середній частині навантажувальної характеристики вихідного кола транзистора (рис. 3,5). Цей режим характеризується тим, що форма вихідного сигналу ивих повторює форму вхідного сигналу ивх за рахунок роботи транзистора в активній області без заходу в область насичення та відсічки. При цьому транзистор, як видно з рисунку, працює в лінійній області, що пояснює мінімальні нелінійні спотворення підсилюваного сигналу. В той же час робота підсилювача в класі А характеризується низьким ККД, який теоретично не може перевищувати 0,5

Клас підсилення В має місце при зміщенні точки спокою р на нижню ділянку лінії навантаження Rк , як показано на рис. 2.3. Це обумовлює суттєве поліпшення енергетичних показників каскаду за рахунок значного (в порівнянні з режимом класу А) зниження потужності, розсіюваній у транзисторі в режимі спокою. Тому клас В кращий для використання в підсилювачах середньої та великої потужності. В цьому режимі значення ККД каскаду можна довести до 0,7 і більше. Разом з тим, в класі В відбувається підсилення лише однієї позитивної (негативної) півхвилі підсилюваного сигналу uвх, і тому вихідний струм ік має переривчастий характер.

Клас підсилення АВ. Режим роботи транзисторного каскаду, при якому струм у вихідному колі транзистора тече більше половини періоду зміни напруги вхідного сигналу, називається режимом підсилення класу АВ.

Таким чином, в режимі підсилення класу АВ . Такий режим роботи знайшов широке застосування при побудові вихідних каскадів підсилювачів потужності, тому що при високому ККД вони забезпечують одержання невеликих спотворень вихідного сигналу.

Графік вихідного струму каскаду в режимі АВ представлено на рис 3

Клас підсилення С. Режим роботи транзисторного каскаду, при якому струм у вихідному колі транзистора тече на інтервалі, меншому половини періоду зміни напруги вхідного сигналу, називається режимом підсилення класу С.

В режимі класу С транзистор більше половини періоду знаходиться в стані відсічки (точка F на рис. 2.2) і його струм мало відрізняється від нуля. Цей режим відповідає розміщенню точки спокою в області відсічки і знаходить широке застосування в потужних резонансних підсилювачах (наприклад, радіопередавальних пристроях). Графік залежності струму від часу у режимі С представлено на рис. 4

 

 

Клас підсилення D. Режим роботи транзисторного каскаду, при якому в усталеному режимі підсилювальний елемент (біполярний транзистор) може знаходитися тільки в стані ввімкнено (режим насичення біполярного транзистора) або вимкнено (режиму відсічки біполярного транзистора), називається ключовим режимом або режимом підсилення класу D.

 

2.33 СХЕМА, ПРИНЦИП РОБОТИ ТА ПАРАМЕТРИ ПІДСИЛЮВАЛЬНОГО КАСКАДУ ЗІ СПІЛЬНИМ ЕМІТЕРОМ

 

Схема заміщення представленна на рисунку 2.9

 

Вхідний опір транзистора визначається за формулою:

Вхідний опір підсилювача визначається за формулою:

Вихідний опір підсилювача:

Коефіцієнт підсилення за напругою:

Коефіцієнт підсилення за струмом:

 

 

Вихідна динамічна характеристика підсилювача наведена на рисунку

 

 

2.34 СХЕМА, ПРИНЦИП РОБОТИ ТА ПАРАМЕТРИ ПІДСИЛЮВАЛЬНОГО КАСКАДУ ЗІ СПІЛЬНИМ КОЛЕКТОРОМ

 

Типова схема емітерного повторювача наведена на рисунку:

Навантаження в підсилювачі вмикається в емітерне коло транзистора. Така схема має підвищений вхідний опір і знижений вихідний опір, що дозволяє використовувати її для узгодження або розділення високоомного джерела вхідного сигналу і низькоомного навантаження.

Таким чином, підсилювальний каскад лише повторює вхідну напругу за рівнем напруги і фазою, звідки і назва — емітерний повторювач. Але така схема дає підсилення за струмом і потужністю.

Схема заміщення представлена на рисунку 2.21

 

 

Вхідний опір схеми із СК визначається рівнянням:

Наслідком цього є значне підсилення за потужністю(КР = КІ)

 

 

2.35 СХЕМОТЕХНІКА ТА ПРИНЦИПИ РОБОТИ ДВОТАКТНИХ ПІДСИЛЮВАЧІВ ПОТУЖНОСТІ

 

Двотактний підсилювач потужності складається із двох симетричних плечей, що працюють на загальне навантаження. Транзистори у кожному плечі підбираються з максимально близькими характеристиками і працюють в однаковому режимі. Єдиною відмінністю в роботі плечей є противофазність змінних складових вихідних напруг і струмів.

Схема двотактного каскаду підсилення потужності у режимі А представлена на рисунку 1:

Рисунок 1 - Схема двотактного каскаду підсилення потужності у режимі А

 

Трансформаторні каскади в режимі А мають малий ККД і застосовуються, коли необхідно отримати у навантаженні невелику потужність (до 5 Вт) з низьким рівнем нелінійних викривлень.

Для отримання більш високої потужності з високим ККД застосовують Двотактні схеми, що працюють в режимі В. Схема такого підсилюючого каскаду представлена на рисунку 2

Рисунок 2 – Двотактний підсилювач потужності у режимі В

 




Поиск по сайту:







©2015-2020 mykonspekts.ru Все права принадлежат авторам размещенных материалов.